Le brevet Microsoft AR/VR propose d'utiliser un entraînement résonant multiplexé dans le temps pour générer une alimentation bipolaire

(Nwe le 5 juillet 2023) La solution de suivi facial du casque XR peut être utilisée pour détecter de petits mouvements de la peau de l'utilisateur. Dans un exemple de solution, le casque peut être équipé de circuits pour plusieurs antennes de détection situées à différents emplacements. Le signal d'antenne peut être introduit dans le circuit résonant LC et amené à résonance par le pilote LC. La sortie du circuit résonant LC peut être introduite dans un amplificateur de détection pour fournir un signal approprié au convertisseur analogique-numérique CAN, qui peut convertir le signal détecté dans le domaine numérique pour un traitement ultérieur.

Mais les implémentations conventionnelles de circuits de commande résonants LC peuvent nécessiter des niveaux de puissance relativement élevés par rapport aux batteries typiques des appareils portables. Parce que l'amplitude du signal de détection du circuit résonant LC doit être aussi grande que possible pour maximiser la plage dynamique globale et la résolution possible pendant le processus de conversion analogique-numérique.

De plus, étant donné que les inductances sont des composants volumineux dans les circuits, le nombre total de composants utilisés dans l'ensemble du système doit être réduit, obtenant ainsi un facteur de forme compact.

Afin d'optimiser davantage, Microsoft a proposé dans une demande de brevet intitulée « Schéma d'entraînement résonant à multiplexage temporel pour générer des alimentations à double polarité » qu'un schéma d'entraînement résonant à multiplexage temporel peut être utilisé pour générer des alimentations bipolaires.

Le circuit d'entraînement résonant LC n'a pas besoin de fonctionner tout le temps, il doit seulement fonctionner dans un mode de fonctionnement spécifique. Par exemple, dans un schéma de détection de visage RF, lorsque le capteur acquiert le signal de détection, le circuit de commande résonant LC peut être activé au cours d'une période, puis au cours d'une autre période, l'inducteur peut être réutilisé pour l'alimentation bipolaire générée. , employant ainsi un schéma de multiplexage temporel d'inducteurs. Le schéma de multiplexage temporel permet de partager le même module de circuit que le résonateur en demi-pont.

Les circuits de commande résonants LC traditionnels pour les solutions de capteurs nécessitent des tensions d'alimentation plus élevées car l'amplitude du signal détecté doit être aussi grande que possible pour obtenir une résolution plus élevée. Par conséquent, Microsoft estime qu'un système de commande résonnant multiplexé dans le temps pour générer une alimentation bipolaire pourrait être l'un des meilleurs moyens de mettre en œuvre le capteur.

Le premier système 100 représenté sur la figure 1 utilise un schéma de commande résonnant multiplexé dans le temps pour générer une puissance bipolaire dans un circuit résonant LC et peut être utilisé dans les applications de détection de visage RF. Comme le montre la figure, le système 100 comprend une batterie 110, une source de courant continu 112, un premier circuit à condensateur 120, un deuxième circuit à condensateur 122, un troisième circuit à condensateur 124, un circuit inducteur 130, un premier circuit à diode 140 et un deuxième diode. Circuit 142, antenne 150, condensateur de détection 152, multiplexeur MUX 160, circuit pilote 170 et circuit contrôleur 180. L'antenne 150 peut être positionnée à divers emplacements sur le dispositif MR portable, tel que le cadre portable 190.

La batterie 110 est couplée entre le nœud N9 et le nœud NO pour fournir la tension de batterie correspondante pour la VM du nœud N9. La source CC 112 est couplée entre le nœud N6 et le nœud NO et fournit une tension VCC au nœud N6. Un premier circuit capacitif 120 est couplé entre le nœud N1 et le nœud NO, désigné C1. Le deuxième circuit de condensateur 122 est couplé entre le nœud N2 et le nœud NO, qui est réglé sur C2. Un troisième circuit capacitif 124 est couplé entre le nœud N9 et le nœud NO, désigné C3.

Le circuit inductif 130 est couplé entre le nœud N3 et le nœud N4, nommé l. Un premier circuit de diodes 140 est couplé entre le nœud N3 et le nœud N1 et est désigné D1. Un deuxième circuit de diodes 142 est couplé entre le nœud N2 et le nœud N3, désigné D2. L'antenne 150 est couplée au nœud N5 et possède une capacité caractéristique correspondant au condensateur de détection 152.

Le condensateur inductif 152 est couplé entre le nœud N5 et le nœud NO, désigné CS. Le MUX 160 comprend un port d'entrée au nœud N3, un premier port de sortie au nœud N5, un deuxième port de sortie au nœud N6, un troisième port de sortie au nœud NO, un premier port d'alimentation au nœud N1, un premier port d'alimentation au nœud N2. port d'alimentation et port de contrôle au nœud N7.

Le circuit de pilotage 170 comprend un port de sortie du nœud N4, un premier port d'alimentation du nœud N9, un deuxième port d'alimentation du nœud NO et un port de contrôle du nœud N8. Le circuit contrôleur 180 comprend un premier port d'entrée au nœud N1, un deuxième port d'entrée au nœud N2, un troisième port d'entrée au nœud N3, un premier port de sortie au nœud N7, un deuxième port de sortie au nœud N8 et un troisième port de sortie au nœud N8. N10.

MUX 160 fonctionne avec le circuit de commande 170 pour multiplexer efficacement le temps de charge et de décharge du circuit inducteur 130 au nœud N3 vers l'antenne 150 au nœud N7, l'alimentation CC 112 au nœud N6 ou la masse du circuit au nœud NO. .

Le condensateur de détection 152 est représenté comme un condensateur à valeur de capacité variable CS, qui est couplé entre le nœud N5 et le nœud NO. Bien que représentée comme un composant capacitif physique, la capacité de détection 152 correspond à la capacité caractéristique de l'antenne 150. Puisque l'antenne est physiquement située sur le cadre portable 900, la valeur de capacité réelle de l'antenne variera en fonction de la proximité de la peau de l'utilisateur.

Le circuit inductif 130 est effectivement couplé en série entre la sortie du circuit pilote 170 et l'antenne 150. Du nœud N4 à travers le circuit inducteur 130 jusqu'au condensateur de détection 152, le circuit de filtre LC peut être identifié.

Le circuit contrôleur 180 peut être implémenté en tant qu'unité de microcontrôleur MCU. Le MCU peut être configuré via des instructions de logiciel ou de micrologiciel et contrôle le fonctionnement du circuit 100 selon un schéma de multiplexage temporel. La solution comprend trois modes de base : la charge dans le sens positif (premier mode), la charge dans le sens négatif (deuxième mode) et le fonctionnement de l'antenne comme capteur pour la détection de mouvements du visage (troisième mode).

Dans le premier mode, le circuit contrôleur 180 active la première configuration du circuit de pilotage 170 via le deuxième signal de commande SW_CTL2. Le deuxième signal de commande couple le nœud N4 au nœud N9 de telle sorte que le nœud N4 corresponde effectivement à la tension de batterie VM.

Également dans ce premier mode, le circuit contrôleur 180 envoie le premier signal de commande SW_CTL1 pour moduler la première configuration de commutateur du MUX 160 qui couple sélectivement le nœud N3 au nœud via le troisième circuit de commutation dans le MUX 160 NO. Pendant la période d'impulsion haute, le circuit couplant le nœud N3 au nœud NO est mis à la terre, ce qui amène le circuit inducteur 130 du nœud N4 au nœud N3 à se charger dans le sens positif.

Pendant la période d'impulsion basse, le nœud N3 est découplé du nœud NO et le courant de stockage du circuit inducteur 130 traverse le premier circuit de diode 140, transférant la charge au premier circuit de condensateur 120 (C1). Au fil du temps, les impulsions répétitives provoqueront une accumulation de charge sur le premier circuit de condensateur 120 (C1) suffisante pour produire une tension d'alimentation positive VDD au nœud N1.

Pendant le deuxième mode, le circuit contrôleur 180 active la deuxième configuration de pilotage du circuit de pilotage 170 via le deuxième signal de commande SW_CTL2. Le signal de commande couple le nœud N4 au nœud NO de telle sorte que le nœud N4 corresponde effectivement à la masse du circuit.

De plus, dans le deuxième mode, le circuit contrôleur 180 module par impulsions la deuxième configuration de commutateur pour le MUX 160 via le premier signal de commande SW_CTL1, et le commutateur commute sélectivement le nœud N3 via le deuxième circuit de commutation dans le MUX 160 couplé au nœud. N6. Pendant la période d'impulsion haute, le nœud N3 est couplé à la source CC 112 au niveau du nœud N6, provoquant la charge du circuit inducteur 130 dans le sens négatif du nœud N3 au nœud N4.

Pendant la période basse de l'impulsion, le nœud N3 est découplé du nœud N6 et le courant de stockage du circuit inducteur 130 circule à travers le deuxième circuit de diodes 140, fournissant une charge au deuxième circuit de condensateur 122 (C2). Au fil du temps, les impulsions répétées provoqueront une accumulation de charge sur le deuxième circuit de condensateur 122 (C2) suffisante pour produire une tension d'alimentation négative VSS au nœud N2.

Dans le troisième mode, le circuit contrôleur 180 sélectionne la troisième configuration de commutateur pour le MUX 160 via le premier signal de commande SW_CTL1. Le commutateur couple le nœud N3 au nœud N5 via un premier circuit de commutation dans le MUX 160.

Également dans le troisième mode, le circuit contrôleur 180 active sélectivement le circuit de pilotage 170 via le deuxième signal de commande SW_CTL2. Le deuxième signal de commande envoie des impulsions au nœud de modulation N4 couplé entre le nœud N9 et le nœud NO. Dans ce troisième mode, le circuit inductif 130 est couplé à l'antenne 150 et à son condensateur de détection caractéristique 152 (CS), formant un circuit résonant LC.

En modulant par impulsions le couplage du nœud N4 entre le nœud N9 et le nœud NO, le circuit résonant LC est excité pour produire un signal d'oscillation observable au nœud N3, qui peut être utilisé pour le suivi du visage. Les doubles tensions d'alimentation (VDD, VSS) générées précédemment dans les premier et deuxième modes sont utilisées pour faire fonctionner divers circuits, tandis que le circuit résonant LC est excité dans le troisième mode. Sur la base des caractéristiques de résonance Q élevé du filtre LC, la réponse transitoire correspondra au signal AC au nœud N3.

Le circuit contrôleur 180 peut être configuré pour capturer le signal détecté du nœud N3, qui peut ensuite être fourni sous forme de signal numérique au nœud N10 à d'autres systèmes pour un traitement ultérieur. En raison des caractéristiques Q élevées du filtre LC, le signal détecté peut avoir une tension crête à crête importante. Par conséquent, des circuits supplémentaires peuvent être nécessaires pour réduire la taille du signal avant d'être évalué par le circuit contrôleur 180.

La figure 1 illustre une configuration d'inductance à double usage utilisée à la fois pour générer une alimentation en tension continue et comme convertisseur CC-CA pour la détection de mouvement facial RF, qui convient aux systèmes portables utilisant l'alimentation par batterie.

Microsoft déclare que le système proposé comprend un filtre LC (ou résonateur) avec un facteur de qualité élevé, le filtre LC utilisant un circuit inductif en série combiné à un condensateur de détection formé par l'antenne de détection et la peau du visage de l'utilisateur. Le filtre LC est configuré pour amplifier la tension alternative de la source d'alimentation alternative à la fréquence de résonance du système de suivi facial par radiofréquence.

Un aspect important du schéma décrit est que le système de suivi du visage bénéficie d’une complexité de circuit réduite.

La fréquence de résonance du filtre LC change à mesure que la capacité de détection de l'antenne change, qui change avec le mouvement du visage par rapport à la position de l'antenne. Pour une fréquence d'entrée fixe donnée, le gain et la phase du signal de sortie du filtre LC changeront en fonction du changement de capacité détecté. En raison du gain de crête et du Q élevé à la fréquence de résonance du filtre LC, de très grands signaux de sortie peuvent être obtenus avec des signaux d'entrée relativement petits.

Le deuxième système 200 représenté sur la figure 2 utilise un schéma de commande résonant multiplexé dans le temps pour générer une puissance bipolaire dans un circuit résonant LC et peut être utilisé dans des applications de détection de visage RF. Comme le montre la figure, le système 200 comprend une batterie 110, une source de courant continu 112, un premier circuit à condensateur 120, un deuxième circuit à condensateur 122, un troisième circuit à condensateur 124, un circuit inducteur 130, un premier circuit à diode 140 et un deuxième diode. Circuit 142, multiplexeur MUX 160, circuit pilote 170 et circuit contrôleur 180.

Par rapport à la figure 1, le système de la figure 2 comprend deux comparateurs CP1 et CP2, et trois diviseurs de tension ou circuits de mise à l'échelle (212, 214 et 216). Le premier circuit diviseur de tension 212 comprend deux résistances R1, R2 couplées en série entre le nœud N1 et le nœud NO, et la sortie du premier circuit diviseur de tension correspond au nœud N21.

Le premier comparateur CP1 comprend une entrée inverseuse (−) couplée au nœud N21, une entrée non inverseuse (+) couplée au nœud N22 et une sortie couplée au nœud N23. Le deuxième circuit diviseur de tension 214 comprend deux résistances R3, R4 couplées en série entre le nœud N2 et le nœud NO, la sortie du deuxième circuit diviseur de tension correspondant au nœud N24.

Le deuxième comparateur CP2 comprend une entrée inverseuse (−) couplée au nœud N24, une entrée non inverseuse (+) couplée au nœud N25 et une sortie couplée au nœud N26. Le troisième circuit diviseur de tension 216 comprend deux résistances R5, R6 couplées en série entre le nœud N3 et le nœud NO, la sortie du deuxième circuit diviseur de tension correspondant au nœud N27.

Le circuit diviseur de tension ci-dessus est configuré pour réduire la tension de celui correspondant des nœuds d'entrée à un niveau approprié pour un traitement ultérieur. Par exemple, un premier circuit diviseur de tension constitué de résistances R1 et R2 détecte la tension au nœud N1 et produit une version mise à l'échelle de la tension détectée au nœud N21.

De même, le deuxième circuit diviseur de tension composé des résistances R3 et R4 détecte la tension au nœud N2 et produit une version mise à l'échelle de la tension détectée au nœud N24 tandis que le troisième circuit diviseur de tension composé des résistances R5 et R6 la tension du nœud N3 ; est détectée et une version mise à l'échelle de la tension détectée du nœud N27 est générée.

Les comparateurs CP1 et CP2 sont configurés pour détecter lorsque la tension correspondante à leur entrée atteint la tension cible. Par exemple, le premier comparateur CP1 est configuré pour comparer la tension de détection du nœud N21 avec la première tension de référence REFH, et générer un signal au nœud N23.

De même, configurez le deuxième comparateur CP2 pour comparer la tension de détection du nœud N24 avec la deuxième tension de référence REFL et générez un signal au nœud N26.

Le circuit contrôleur 180 utilise les signaux des nœuds N23 et N26 comme entrées pour contrôler le temps de charge et le cycle de service du circuit inducteur 130.

La sortie du troisième circuit diviseur de tension 216 est représentée couplée à l'entrée du circuit contrôleur 180 au nœud N27. Cette entrée correspond à une version mise à l'échelle de la tension détectée au nœud N3. En fonctionnement, la tension au nœud N3 peut représenter la réponse d'un circuit résonant LC, tel que le circuit résonant LC composé d'un inducteur 130 et d'un condensateur de détection 152 comme le montre la figure 1. La réponse du circuit résonant LC mesurée au nœud N27 peut être convertie en une valeur numérique par le CAN 184 dans le circuit contrôleur 180.

La mise en œuvre détaillée du circuit de pilotage 170 est également représentée sur la figure 2, qui comprend un bloc logique 172, un bloc de pilotage de grille 174, un transistor à effet de champ M1 et un transistor à effet de champ M2. Le bloc logique 172 comprend un port d'entrée couplé au nœud N8 et une paire de sorties couplées au bloc pilote de porte 174. Le bloc pilote de grille 177 comprend une première sortie (VGH) couplée à la porte du FET M1 et une seconde sortie (VGL) couplée à la porte du FET M2.

FET M1 comprend à la fois un drain couplé au nœud N9 et une source couplée au nœud N4. Le FET M2 comprend à la fois un drain couplé au nœud N4 et une source couplée au nœud NO. Sur le plan opérationnel, le signal au nœud N8 peut représenter un signal de commande unique ou plusieurs signaux de commande qui contrôlent la synchronisation et le cycle de charge de l'inducteur via le circuit de commande 170.

La figure 3 montre la réponse transitoire pour un exemple de schéma d'entraînement résonant multiplexé dans le temps, tel que l'exemple de système utilisé pour les FIGS. 3 comprend les formes d'onde de tension des alimentations doubles (VDD, VSS), les signaux de commande de grille haute et basse (VGH, VGL) du circuit de commande 170, les premier et deuxième signaux de commande de commutateur du circuit de multiplexage 160, et le flux dans le circuit inducteur 130 La forme d'onde actuelle du courant.

La figure 4A montre la première partie du fonctionnement d'un troisième exemple de schéma de commande résonnant multiplexé dans le temps pour générer une puissance bipolaire dans un circuit résonant LC.

La figure 4B montre la deuxième partie du fonctionnement du troisième exemple de schéma de commande résonant multiplexé dans le temps pour générer une puissance bipolaire dans un circuit résonant LC.

Les figures 2, 4A et 4B représentent le premier transistor à effet de champ et le deuxième transistor à effet de champ comprenant des transistors à effet de champ de type n. Des alimentations bipolaires (VDD, VSS) peuvent être générées par le fonctionnement du circuit pilote 170 comme résonateur en demi-pont, avec deux commutateurs connectés à une source de tension continue et à la masse via le fonctionnement d'un multiplexeur.

Initialement, le condensateur C1 ou C2 peut ne pas stocker de charge, donc les tensions d'alimentation VDD et VSS sur les nœuds N1 et N2 peuvent ne pas être celles requises. Le comparateur CP1 compare la tension du nœud N1 avec la tension de référence positive REFH via la sortie du premier diviseur de tension (R1, R2) du nœud N21 et génère une sortie de comparateur au nœud N23.

Le comparateur CP2 (via la sortie du deuxième diviseur de tension (R3, R4) au nœud N24 compare la tension au nœud N2 avec la tension de référence négative REFL et produit une sortie du comparateur au nœud N26.

Le circuit contrôleur 180 évalue les tensions des nœuds N23 et N26 pour déterminer si la tension n'est pas à la valeur attendue, et génère un ou plusieurs signaux de commande pour démarrer le processus de charge de l'alimentation.

Comme le montre la figure 4A, lorsque l'alimentation VDD au nœud N1 est trop faible, le FET côté haut M2 du résonateur en demi-pont est activé (si VGH est haut), tandis que le FET côté bas M2 est désactivé, générant ainsi une alimentation positive. Le signal de commande est ensuite utilisé pour commander le circuit de commutation 464 au nœud de couplage de masse du circuit N3 du circuit inducteur 130 au nœud NO.

Lorsque le circuit de commutation 464 est à l'état fermé, le courant circule de la batterie VM à travers le circuit de commande dans le circuit inducteur 130 au nœud N4. Le nœud N3 est couplé à la masse du circuit au nœud NO via le circuit de commutation 464. Le circuit inducteur 130 stocke efficacement le courant dans le sens direct.

Lorsque le circuit de commutation 464 est dans un état de circuit ouvert, l'énergie stockée dans le courant du circuit inducteur 130 circule vers le nœud N1 via le circuit de diodes D1, où le condensateur C1 stocke les charges et augmente la tension d'alimentation VDD en conséquence. Sur plusieurs cycles de cette modulation, la valeur de l'alimentation positive VDD augmentera jusqu'à ce que le niveau de tension positive souhaité soit atteint et le comparateur CP1 se déclenchera pour notifier au circuit contrôleur 180 que le niveau souhaité a été atteint. Une fois que l'alimentation positive VDD atteint la valeur souhaitée, le FET de commutation côté haut M1 du circuit pilote 170 est désactivé par le circuit contrôleur 180.

Comme le montre la figure 4B, lorsque la puissance VSS au nœud N2 est trop élevée, le FET côté bas M2 du résonateur en demi-pont est activé, tandis que le FET côté haut M1 est désactivé, ce qui entraîne une alimentation négative. Le signal de commande est ensuite utilisé pour moduler le circuit de commutation 462 du nœud N3 au nœud N6 du circuit inducteur 130 ou de la source CC de VCC.

Lorsque le circuit de commutation 462 est à l'état fermé, le courant circule de la source CC VCC au nœud N6 à travers le circuit inducteur 130 au nœud N3, où le nœud N4 est couplé à la terre du circuit au nœud NO via le circuit de commande 170, et le circuit inducteur 130 s'inverse efficacement. stockage actuel.

Lorsque le circuit interrupteur 462 est à l'état de circuit ouvert, le courant de stockage dans le circuit inducteur 130 circule depuis le nœud de masse NO, atteint le nœud N3 à travers le condensateur C2 et le circuit de diodes D1. Au nœud N3, l'énergie de l'inductance est transférée au condensateur C2, réduisant ainsi la tension d'alimentation VSS.

Sur plusieurs cycles de cette modulation, la valeur de l'alimentation négative VSS diminuera jusqu'à ce que le niveau d'alimentation en tension négative requis soit atteint et le comparateur CP2 se déclenchera pour informer le circuit contrôleur 180 que le niveau requis a été atteint. Une fois que l'alimentation négative VSS est à la valeur souhaitée, le FET de commutation côté bas M2 du circuit pilote 170 est désactivé par le circuit contrôleur 180.

Brevets associés : Brevet Microsoft | Schéma d'entraînement résonant à multiplexage temporel pour générer des alimentations à double polarité

La demande de brevet Microsoft intitulée « Schéma d'entraînement résonant à multiplexage temporel pour générer des alimentations à double polarité » a été initialement soumise en décembre 2021 et a été récemment publiée par l'Office américain des brevets et des marques.

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